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商。同時A級代理分銷NOVACAP、Syfer、Voltronics精密可調電容、DLI寬帶隔直微波電容,專注分銷AIC沛亨半導體（電源管理IC）、IR（場效應管）。
如：
MDT90P01 (4 bit MCU MDT90P01,0.5K,6PIN,SOT23-5)超高性價比，閃燈IC，LED控制芯片，彩燈IC
特性:ROM:0.5K,腳位:6PIN,I/O:4PIN,內置振蕩,復位時間極快.2V,低電壓工作.低功耗,溫度范圍寬。

MDT2051(完全兼容PIC16C711,直接替換,不要任何硬軟與軟件修改）
特性:ROM:1K,腳位:18PIN,I/O:13PIN,A/D:8bit 4通道,復位時間極快.2V,低電壓工作.低功耗,溫度范圍寬。

用單片機設計A/D、D/A轉換器

1、PIC16C62×;系列單片機的特點

       PIC16C62×系列為RISC精簡指令、哈佛結構總線、18個引腳的單片機。具有低功耗、高性能、全靜態、35條指令極易編程的特點。OTP 片種的性價比極高。除了具備一般單片機的特點外，PIC16C62×系列內部集成了兩個模擬比較器和一個4bit的可編程基準電壓源（REF）。如果利用該單片機的這些特點，只需幾個外圍元件就具備A/D與D/A轉換功能，且分辨率達到8bit～10bit。價格上的優勢使其在工控行業、儀器儀表、家電產品的應用前景極為樂觀。

       本文以8bit分辨率論證A/D、D/A轉換的實現方法，更高分辨率的方案完全相似，只是在編程上作小部分調整。 

2、D/A轉換器 

       PIC16C62×系列單片機內部部分功能模塊及A/D、D/A的電路如圖1所示。

2.1 利用內部基準源 

       PIC16C62×系列單片機內部基準源由一16個抽頭的電阻梯形網絡構成，相當于一個4bit 分辨率的D/A轉換器，該基準源由VRCON特殊功能寄存器控制。VRCON寄存器定義如下：

 VREN：REF基準電壓源使能位，當VREN=1時，內部基準電壓源使能。

       VROE：REF輸出選擇位，VROE=1時，REF輸出至RA2引腳。

       VRR：REF段選擇，REF值可編程設定為高低兩個段輸出。

       VR3~VR0：4bit REF電壓值。改變該4位的值即改變了REF的電壓值。為了后文說明的需要，將該4位二進制碼作如下定義：

       VR= VR3VR2VR1VR0

       VR-1=VR3VR2 VR1VR0－1

       根據PIC16C62×的特性：

      （1）當VRR=1時，低段基準電壓輸出REFL= DD*VRL/24，分辨單元VF1=DD/24。

REFL電壓值范圍為：VRL*DD/24，VRL= 0~15，表示相應的低段二進制碼值。 

（2）當VRR=0時，高段基準電壓輸出REFH=DD/4+DD*VRH/32，分辨單元VF2=DD/32。VRH=0~15，VRH表示相應的高段二進制碼值。

REFH電壓值變化范圍為：DD/4~23*DD/32。

       上述DD為PIC16C62×的供電電壓，只要在該供電端加一個簡單的電源去耦電路，就能很好的保證基準電壓REF的抗噪聲要求。

       由上述可見,PIC16C62×系列單片機的內部基準源實際是一個可設定為兩個段值的4bit D/A轉換器,每個段二進制碼值均為0~15,兩個段的分辨單元不一樣。為了設計一個8bit及以上的D/A轉換器,需將REF的范圍進行擴展。使用REFH值，即REFH =DD/4~23*DD/32，擴展為REFH= (DD/4－DD /32) ~23*DD/32, 向電壓低端擴展一個分辨單元值DD /32,相當于二進制碼值VRH=0~15擴展為－1 ~15。這是實現8bit及以上D/A轉換的關鍵。VRH= －1是一個特殊條件,超出了REF取值范圍對應的二進制碼值VRH的界限,須由低段基準電壓REFL與外圍可編程固定衰減比的電阻網絡實現。PIC16C62×的內部有一個場效應OC門（漏極開路門），將其接成圖1所示的應用電路。

       當OC門GK導通時，衰減系數=1/（0+1） 0=2kΩ（內部固定電阻）。

       當OC門GK截止時，衰減系數=1 (RA4引腳為高阻)。

       場效應OC門通過編程對RA4引腳進行I/O操作實現其導通與截止。

 由上所述，高段VRH=－1對應的REFH基準值可由低段二進制碼值VRL對應的REFL值乘上系數得到。

       VRH=－1時，REFH=DD/4－DD/32=7DD /32，建立如下方程式

       7DD /32 =（DD/24）* VRL* （1）

       VRL=1~15 (取整數) （2） 

 K <1 （3）

       可得VRL=6~15的多組解，取其中任一組解均可，例如：VRL=7，=0.75。

       系數由外接電阻1的取值決定。編程時，首先確定VRL值，然后根據式（1）計算出系數，再根據=1/（0+1）、0=2kΩ 計算出1的阻值。1也可用一只電位器調整的方式代替。

2.2 編程4bit PWM實現8bit的D/A轉換

       設8bit 待D/A轉換的二進制數存放于PIC16C62×;的數據存儲器的某一單元，定義為如下格式： 

       將其分為兩個4bit的二進制碼：VR=VR3VR2VR1 VR0，VP=VP3VP2VP1V P0。VR控制基準電壓源實現4bit D/A轉換，VP用于對基準源的輸出電壓進行4bit PWM（脈寬調制）。PWM的高電平為VR對應的VREF電壓值, PWM的低電平為VR-1對應的VREF電壓值。如此，以4bit D/A轉換基準電壓源的兩個相鄰二進制碼對應的兩個VREF值，分別作為4bit PWM的高電平和低電平，這就組成一個8bit的D/A轉換器。圖2、圖3為常規PWM與D/A+PWM的區別，常規PWM 的高電平為VDD（如5V），低電平為0V，其原理眾所皆知，此處不再詳細敘述。本文所述的D/A+PWM其PWM的工作原理與常規PWM的工作原理一樣，只是PWM脈沖的高電平與低電平分別由VR 與VR-1的值決定。編程時，首先將待D/A轉換的8bit二進制數分成高4位與低4位，低4位存放于PIC16C62×的某一數據存儲器R0中，高4位作4次右移(移到字節低端)存放于PIC16C62×的另一個數據存貯器R1中。利用PIC16C64×的一個定時器中斷編寫PWM程序，PWM的占空比由R0中的值（即VP值）決定。將定時器中斷設置為最高優先級別，以保證PWM的占空比精度。此段程序的實質是：在由二進制碼VP決定占空比的PWM程序中對VRCON控制寄存器進行賦值操作。PWM脈沖的高電平由向VRCON控制寄存器低4位裝入VR產生，PWM脈沖的低電平由向VRCON控制寄存器低4位裝入VR-1產生。程序中需判斷：當VRH=0時，VR-1對應的REF由前所述的REFL低段值實現。 

      OUT即為8bit 的D/A輸出。PWM的濾波電路由0、2、1組成，其時間常數根據PWM的周期選定，與具體應用中對D/A轉換要求的速度和編程有關。由于PIC16C62×的高速RISC精簡指令，D/A轉換速度可達到400Kbit /s以上。DD的溫漂要求盡量小。OUT可根據需要進行放大或電平變換。

3   A/D轉換器

       如圖1所示，把前述D/A轉換輸出的OUT模擬信號接到PIC16C62×內部的一個比較器的同相端，待轉換模擬信號接到比較器的反相端，這就構成一個典型的逐次逼近型A/D轉換器。其原理在許多教科書里講得非常清楚，本文不再詳述。 

由于PIC16C62×具有比較器中斷功能，充分利用比較器中斷可提高編程效率及提高A/D轉換速度。定義一個PIC16C62×的數據存儲器單元作為A/D轉換結果數據寄存器，啟動A/D轉換之前在此寄存器內預置一個經驗數據，采用前述D/A轉換的方法將此數據轉換成OUT電平，OUT電平與待轉換模擬信號電平進行比較。比較器的同相端電平高于反相端電平時，比較器輸出邏輯“1”，并產生一次中斷。比較器的同相端電平低于反相端電平時，比較器輸出邏輯“0”，也產生一次中斷。比較器輸出邏輯狀態“1”或“0”可從其特殊功能寄存器的相關位查詢獲取。在比較器中斷程序中，根據查詢結果逐次修改“A/D轉換結果數據寄存器”中的數據，使OUT電平逐次逼近并最終收斂于待轉換模擬信號電平，收斂時數據寄存器中的值即為A/D轉換結果。收斂算法的優劣是提高A/D轉換速度的關鍵，這與具體應用場合及外圍電路參數相關。不過，大多數家電產品應用中被轉換的模擬信號為低速緩慢變化信號，對A/D轉換速度的要求并不高。因此，對收斂算法的要求不高，通常采用從MSB至LSB逐次進行比較的算法。另外，待轉換模擬信號須經過電平變換，使其變化范圍與OUT電平的變化范圍相一致。

4   小結

    PIC16C62×;系列單片機內部有兩個獨立的模擬比較器，并且其數字I/O口具備直接驅動發光二極管與LED數碼管的能力。采用本文所述的A/D、D/A轉換器原理的應用電路只占用其內部一個模擬比較器、一個基準源、4個引腳的資源，外圍電路也很簡單，應用系統容易做到體積小、可靠性高、性價比好 。缺點是A/D、D/A的轉換速度較慢并占用單片機的大量時間資源，適合于低速變化的信號應用。